SRPP – особенности работы
Среди радиолюбительских разработок популярна схема SRPP. Однако, мало кто понимает что же это такое. SRPP это однотактный каскад. Попробуем разобраться.
Для анализа возьмем схему SRPP из книги Моргана Джонса (с.237), конденсатор шунтирующий катодный резистор пока исключим и добавим датчик тока R5 в верхнее плечо.
При одинаковых параметрах ламп и одинаковых резисторах R3, R4 напряжение плеч по постоянному току автоматически выставляется поровну. То что это не двухтактный каскад я думаю понятно и начинающему радиолюбителю.
Измерим токи плеч на холостом ходу:
Так как на холостом ходу переменного тока нагрузки через R4 нет, то каскад работает как однотактный, токи обоих плеч равны. Но ведь УН не предназначен для работы на холостом ходу. Если посмотреть нагрузки SRPP в реальных схемах, то можно обнаружить широкий диапазон их значений от нескольких десятков до сотен кОм. Снижаем сопротивление нагрузки до тех пор пока ток верхнего плеча не застабилизируется. Это произошло при сопротивлении нагрузки равной 33 кОм.
Убедимся в этом сняв осциллограммы токов плеч:
Из осциллограмм токов плеч видно что ток верхнего плеча не меняется, равен постоянной величине. При этом искажения вносимые каскадом по сравнению с работой на холостом ходу немного уменьшились. Продолжим нагружать УН до равенства токов плеч, т.е. до псевдодвухтактного режима близкого к двухтактному.
Проведенный беглый анализ показал что каскад SRPP имеет относительно высокое выходное сопротивление (в данном примере 6 кОм) и очень критичен к сопротивлению нагрузки. Например, известно, что входное сопротивление типовой двухтактной «двойки» Дарлингтона при работе на нагрузку 4 Ома может меняться от нескольких кОм до 80-100 кОм. Понятно что при работе на такую нагрузку будет происходить модуляция звуковых частот самим сигналом с изменением Кг в широких пределах. В некоторых источниках можно встретить информацию что он обладает повышенным коэффициентом усиления за счет встречной динамической нагрузки. На самом деле это не так. Чтобы в этом убедиться проведем следующий сравнительный тест двух УН:
Если посмотреть параметры простого каскадного включения ОК-ОА то нетрудно убедиться что такая конфигурация имеет более низкое выходное сопротивление (150 Ом против 6 кОм у SRPP), стабильный коэффициент усиления при изменении сопротивления нагрузки в широких пределах, и стабильный Кг практически не зависящий от сопротивления нагрузки. Если в качестве нагрузки использовать резистор сопротивлением 100 кОм, то в таком случае мы имеем одинаковые коэффициенты усиления УН по 25 дБ, но УН на основе SRPP вносит искажения в 1,5 раза (на 3 дБ) большие.
По результатам анализа можно сделать вывод, что недостатков у каскада SRPP гораздо больше чем, достоинств. Единственное достоинство это выше КПД, так как усиление и согласование со следующим каскадом решается одним каскадом, хоть и неудовлетворительно. Но для усилителя звуковой частоты это не имеет никакого значения. Псевдодвухтактный режим по переменному току близкий к двухтактному получается только при определенном сопротивлении нагрузки. Только в этом режиме искажения каскада минимальны, но при этом падает коэффициент передачи, а выходное сопротивление так и остается высоким, тем самым остается опасность модуляции усиливаемого сигнала. В примере Моргана Джонса катодный резистор нижней лампы зашунтирован конденсатором. Посмотрим, что это дает.
При шунтировании нижнего катодного резистора конденсатором имеем более низкое выходное сопротивление (2,5 кОм против 6 кОм без конденсатора) и достаточно высокий и мало зависящий от нагрузки Кг. Если сравнить классический SRPP c каскадным включением ОК-ОА, то искажения вносимые SRPP примерно в 3 раза выше на любой нагрузке.
Анализ провел: Александр Петров, 12.12.16.
Усилитель напряжения на каскаде SRPP
Часто в литературе указывается на то, что основные искажения в УМЗЧ вносятся выходными транзисторами как наименее быстродействующими. Но это утверждение, на мой взгляд, справедливо только для усилителей с глубокой общей отрицательной обратной связью.
В них на выходные транзисторы подается сигнал импульсного характера очень сложной формы, являющийся результатом вычитания неискаженного входного сигнала и сигнала с выхода усилителя со всем “букетом” искажений от усилительных и оконечных каскадов. Использование раздельного усиления сигналов по напряжению и по току без общей ООС показывает, что основные искажения возникают в усилителе напряжения.
Оконечный усилитель тока, работающий в режиме повторителя, генерирует, в основном, переключательные искажения, уровень которых даже в режиме класса “В” обычно не превышает 0,1% и эффективно устраняется переводом в режим класса “А” или “А+”. В этом случае на оконечный усилитель тока приходит сигнал, близкий к синусоидальному, хотя и искаженный усилителем напряжения.
Сюда добавляются гармоники этого сигнала, которые по форме также являются синусоидальными, и с ними легко справляются даже медленные выходные транзисторы. Поэтому основная задача получить усиленный по напряжению сигнал с минимальными искажениями.
- транзисторный с неглубокой общей ООС [1, рис.5];
- ламповый резистивный каскад с катодным повторителем на выходе [2. рис.1];
- трансформаторный усилитель [3];
- классический ламповый SRPP- каскад с автосмещением на лампе 6Н23П (4].
Все варианты усилителей напряжения подключались к мощному усилителю тока, работающему в режиме класса “А” [3]. Такой оконечный каскад позволяет очень четко определить разницу в звучании всех тестируемых усилителей, а также изменения в звуке при регулировке режимов.
Что касается переключательных искажений, то с описываемыми усилителями напряжения при переводе оконечного усилителя тока в режим класса “В” (на выход подключен только усилитель следящего питания) в одном из каналов, Очень трудно определялась разница в качестве звука. Это еще раз подтверждает, что основные слышимые искажения возникают именно в каскаде усиления напряжения.
В итоге, я пришел к двум схемам, которые и предлагаю на суд читателей. Одна рассчитана на “лампадников”, предпочитающих “сочный”, “насыщенный” звук, а другая — для любителей “чистого и прозрачного”.
Первая схема (рис.1) представляет собой модернизированный SRPP-каскад, заимствованный из [5]. Усилительным элементом в нем могут быть двойные триоды 6Н23П, 6Н1П, 6Н2П, 6Н6П. Как известно, звучание ламповых схем очень сильно зависит от режима ламп по постоянному току.
Для обеспечения поиска “желаемого” звука в схему введены три практически независимые регулировки:
- анодного напряжения;
- фиксированного смещения на сетке усилительного триода;
- тока покоя.
Использование фиксированного смещения позволило устранить катодный резистор и конденсатор большой емкости для шунтирования этого резистора по переменному току, как это делается в классическом SRPP-каскаде. Источник тока на транзисторе VT1 и диодах VD1, VD2 обеспечивает стабильный анодный ток через оба триода. Величина этого тока регулируется резистором R5 в пределах 1,5…7 мА.
Анодное напряжение подается от стабилизатора [2], обеспечивающего плавное его нарастание при включении и регулировку резистором R10 в пределах 100…220 В. Для удобства регулировки все подстроечные резисторы желательно вывести на верхнюю панель шасси.
Использование качественных многооборотных резисторов позволяет производить все настройки при включенном усилителе и сразу оценивать их влияние на качество звука. Накал лампы лучше осуществлять выпрямленным и стабилизированным напряжением (6 В). Напряжение фиксированного смещения (0. ..5 В) формируется из -15 В, которое используется для ОУ интеграторов в оконечном усилителе тока.
Монтаж усилителя осуществляется навесным способом с использованием лепестков ламповой панельки и дополнительных контактных площадок в виде небольших квадратиков из фольгированного стеклотекстолита, приклеиваемых на шасси со стороны монтажа в нужных точках. Стабилизатор напряжения собран на печатной плате, чертеж которой приведен на рис.2.
Вторая схема усилителя напряжения является “твердотельной” и выполнена на “советских” комплектующих: ОУ К157УД2 и транзисторах КТ940А (рис.3). Высокая линейность ламповых SRPP-каскадов общепризнанна, поэтому я решил применить аналогичное решение и в транзисторном каскаде. Использование в качестве усилительного элемента “источника тока управляемого напряжением” на DA1 и VT1, а также высоковольтное питание транзисторов заимствованы из [6].
Вместо резистивной нагрузки включена динамическая на транзисторах VT2 и VT3. Чтобы дополнительно повысить нагрузочную способность усилителя, введен выходной эмиттерный повторитель\/Т4 с источником тока в нагрузке VT5. Высокая линейность усилителя обеспечивается охватом глубокой ООС через DA1 самого нелинейного элемента транзистора VT1 и созданием облегченных условий работы с использованием динамической нагрузки в виде составного эмиттерного повторителя VT2, VT3.
Для расширения области линейной работы усилительного транзистора усилитель питается высоким (160 В) “ламповым” напряжением. Так как усилитель не охвачен общей ООС, то коэффициент усиления зависит от коэффициента передачи тока транзистора VT1, поэтому их желательно подобрать в обоих каналах одинаковыми. Точную подстройку усиления обеспечивает резистор R3.
Изменяя его сопротивление (от 0 до 2,2 кОм) можно компенсировать разницу усилений до 6 дБ. При подключении усилителя к ламповому оконечному каскаду можно исключить выходной эмиттерный повторитель на VT4. VT5 и повысить напряжение питания транзисторов до 300 В. Для раскачки двухтактного лампового “оконечника” подойдет фазоинверсный усилитель из [6].
Высоковольтное питание транзисторов осуществляется от того же стабилизатора, что и лампового SRPP. В принципе, для транзисторов источник можно упростить, т.к. транзисторам не требуется плавное нарастание напряжения и его регулирование. Цепь R7-C3 совместно с R6-C2 обеспечивает подъем низких частот в диапазоне 40 ..80 Гц на 6 дБ. Если это не требуется, то для устранения подъема достаточно увеличить емкость С2 на порядок.
При необходимости можно уменьшить коэффициент усиления каскада либо заменой транзистора VT1 с меньшим коэффициентом передачи тока, либо введением резистора R8, который с R7 образует делитель переменного напряжения в базе составного эмиттерного повторителя. Для двухканального усилителя напряжения разработана печатная плата, изображенная на рис.4.
В схеме на рис.3 роль стабилитрона VD1 в эмиттере VT1 заключается в гашении избытка отрицательного напряжения. В сигнальной цепи использование стабилитрона, в общем-то, нежелательно из-за его повышенной “шумности”. Его можно исключить, заменив резистором сопротивлением 6.8…7,5 кОм и увеличив тем самым глубину местной ООС транзистора VT1.
Лучшим выходом является использование источника тока на полевом транзисторе VT6 с резистором R13 в цепи истока для подбора необходимой величины тока VT1 (рис.5). Чтобы не вносить изменений в печатную плату усилителя, эти элементы можно разместить на дополнительной маленькой плате (рис.6), которую установить на место стабилитрона на жестких выводах перпендикулярно основной плате, а вместо R10 запаять перемычку.
Подбор R13 удобнее произвести отдельно. Для этого подключить плату через миллиамперметр к источнику -15 В и изменением сопротивления R13 (вместо него включить переменный резистор сопротивлением 1 кОм) добиться показаний миллиамперметра 1.4 мА. В заключение хотелось бы сказать, что хотя “на вкус и цвет (я добавлю — и на звук) товарищей нет”, мне больше нравится звучание транзисторного усилителя.
